IC693CPU374 GE/PLC

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IC693CPU374 檢測初級側(cè)的反激式轉(zhuǎn)換器輸出

另一種選擇是從初級側(cè)的繞組檢測變壓器輸出電壓。初級檢測反激式轉(zhuǎn)換器可提供簡單性和良好的輸出電壓調(diào)節(jié)。在次級側(cè)檢測轉(zhuǎn)換器中，主輸出受到嚴格調(diào)節(jié)，但從屬（未檢測）輸出隨檢測輸出上的負載而變化。在初級側(cè)檢測轉(zhuǎn)換器中，檢測輸出負載是固定的，可能非常低;因此，從屬輸出不會因檢測輸出上的負載而發(fā)生變化。因此，使用初級側(cè)電壓檢測時，所有輸出的最差情況電壓調(diào)節(jié)可能更好。在相當寬的負載電流范圍內(nèi)，±3%（近似）的負載調(diào)整率足以滿足多種用途，包括典型的電機控制柵極驅(qū)動偏置功率要求。

通過改變變壓器繞組的匝數(shù)來改變各個輸出電壓。也可以通過改變反饋網(wǎng)絡(luò)或改變控制繞組的匝數(shù)來按比例改變所有輸出電壓。

初級側(cè)電壓檢測還消除了次級側(cè)基準和隔離反饋。它通常是一種更簡單、更便宜的設(shè)計，具有更少的組件和更小的印刷電路板 （PCB） 尺寸。該技術(shù)已證明對跨越隔離柵的共模dV/dt具有良好的抗擾度。

圖5顯示了隔離式初級檢測反激式電壓轉(zhuǎn)換器的拓撲結(jié)構(gòu)。

圖5.具有初級側(cè)電壓檢測的多輸出、隔離式反激式轉(zhuǎn)換器的簡化原理圖。

當 Q主要關(guān)斷時，控制繞組每圈提供與隔離輸出相同的電壓（在圖 5 中變壓器的右側(cè)）。

RFF（100 Ω 至 500 Ω） 和 CF1（50 pF至300 pF）形成一個低通濾波器，可抑制來自D陽極交流輸入波形的前沿電壓尖峰F1.此峰值與 Q 一致主要關(guān)斷是變壓器漏感復(fù)數(shù)的函數(shù)。輸出為 DF1盡可能輕地加載，該尖峰由 D 校正F1如果不抑制，會導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器電壓調(diào)節(jié)顯著下降。D的整流輸出F1由 C 進行直流濾波F2.

C中的循環(huán)電荷F1是一個損失項;因此，C 的值F1必須最小化。使用最小 CF1，獲得必要的低通濾波時間常數(shù)需要最大化R的值FF.（該時間常數(shù)的值取決于變壓器，但通常在10 ns至100 ns范圍內(nèi)。但是，R的目的FF是與 C 一起工作FF僅形成交流低通濾波器;R中的直流壓降FF是一個錯誤術(shù)語，必須將其最小化。最小化這種直流壓降需要選擇 R是和 R佛羅里達州具有與ADP1621 PWM控制器IC的FB引腳輸入偏置電流一致的實際阻抗。R是和 R佛羅里達州形成反饋分壓器，與控制繞組配合使用以設(shè)置輸出電壓。

DF1必須是具有足夠額定電壓的小信號（10 mA 至 200 mA 額定電流）肖特基二極管。

另一個考慮因素是 C 的值F2，用于直流濾波。制作 CF2太大會使額外的極點進入反饋環(huán)路通帶，并可能導(dǎo)致不穩(wěn)定。為避免對反饋環(huán)路相位裕量產(chǎn)生負面影響，CF2必須盡可能小，與其直流濾波任務(wù)一致;10 nF 是典型值。

圖 5 設(shè)計還包括偏見和 C偏見（這些是可選的）為控制器IC提供工作偏置電流，以便在采用12 V至48 V輸入供電時獲得效率，并且沒有高效的5 V初級側(cè)偏置軌。請注意，盡管反饋可以從 D 得出偏見以便它執(zhí)行雙重功能，分離 D偏見和 DF1（DF1 上的最小負載）提供電壓調(diào)節(jié)。

結(jié)合反激式、SEPIC 和 ?uk 拓撲

以下各節(jié)重點介紹反激式轉(zhuǎn)換器的輸出拓撲結(jié)構(gòu)，并逐步介紹SEPIC和?uk輸出電路，這是本應(yīng)用筆記的主題。

圖6顯示了從反激式變壓器產(chǎn)生兩個輸出的最常用方法。它簡單高效，并根據(jù)每個繞組中的匝數(shù)提供獨立的輸出電壓設(shè)定點。

這種方法要求每個輸出都有一個變壓器引腳，公共連接需要一個變壓器引腳。此要求對于產(chǎn)生大量輸出是一個缺點。

這種方法的優(yōu)點是

效率好

組件成本/數(shù)量低

良好的負載調(diào)整率

靈活的電壓設(shè)定點

輕松產(chǎn)生負電壓或正電壓

這種方法的缺點是每個輸出電壓需要一個變壓器引腳，公共點需要一個額外的引腳。

圖 7 顯示了一種具有不同權(quán)衡的方法。它僅使用兩個變壓器引腳作為隔離輸出域。它使用線性或耗散手段來完成鋼軌分割。它可以很好地調(diào)節(jié);但是，其應(yīng)用空間僅限于低輸出電流。它是本應(yīng)用筆記中討論的反激輸出電路架構(gòu)中效率的，但從一個反激輸出繞組產(chǎn)生多個電機驅(qū)動偏置電壓。

圖7.耗散軌分離。

所需的最大輸出電流和最小齊納偏置電流必須始終流過D1和R1。

耗散軌分離法的優(yōu)點是

來自兩個變壓器引腳的多個輸出

組件成本低

良好的負載調(diào)整率

靈活的電壓設(shè)定點

耗散軌分離法的缺點是

效率低

低輸出電流能力

在輸出繞組之間增加一個耦合電容（如圖8所示）可以改善具有相同匝數(shù)并產(chǎn)生相同電壓幅度的兩個直流輸出之間的電壓跟蹤。耦合電容可有效中和變壓器漏感對輸出的影響，從而改善交叉調(diào)節(jié)。為了說明增加的耦合如何使反激輸出調(diào)節(jié)受益，圖9顯示了使用PQ36內(nèi)核變壓器的3230 W離線反激式轉(zhuǎn)換器的實驗測試結(jié)果。

IC693CPU374    

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6AG1211-1BE31-4XB0
 
6AG1211-1HE31-2XB0

6AG1211-1HE31-4XB0
6AG1212-1AE40-2XB0

6AG1212-1AE40-4XB0


6AG1212-1BE40-4XB0


6AG1212-1HE40-2XB0

6AG1212-1HE40-4XB0


 
6AG1214-1AG40-2XB0

6ES7214-1AG40-0XB0

6AG1214-1AG40-4XB0

6ES7214-1AG40-0XB0

6AG1214-1AG40-5XB0

6ES7214-1AG40-0XB0


6ES7214-1BG40-0XB0

6AG1214-1BG40-4XB0

6ES7214-1BG40-0XB0

6AG1214-1BG40-5XB0
6ES7214-1BG40-0XB0

6AG1214-1HG40-2XB0

6ES7214-1HG40-0XB0

6AG1214-1HG40-4XB0

6ES7214-1HG40-0XB0

6AG1214-1HG40-5XB0

 
6AG1215-1AG40-2XB0

6AG1215-1AG40-4XB0